Нисходящий разделяемый канал

Физический нисходящий канал совместно использованный канал используется, чтобы передать нисходящий канал совместно использованный канал (DL-SCH). DL-SCH является транспортным каналом, используемым для передачи нисходящих данных (транспортный блок).

Кодирование DL-SCH

Транспортное прикрепление CRC блока
Сегментация блока кода и прикрепление CRC
Кодирование канала
Соответствие уровня
Конкатенация блока кода

Создать полезную нагрузку PDSCH, транспортный блок длины A, обозначенный как $a_{0}, a_{1}, \dots, a_{A - 1}$ , подвергается транспортному прикреплению блока CRC, сегментации блока кода и прикреплению блока CRC кода, кодированию канала, соответствию уровня и конкатенации блока кода. Шаги кодирования проиллюстрированы в следующей блок-схеме.

Транспортное прикрепление CRC блока

Контроль циклическим избыточным кодом (CRC) используется для выявления ошибок в транспортных блоках. Целый транспортный блок используется, чтобы вычислить биты четности CRC. Транспортный блок разделен на циклический полином генератора, описал как $g_{C R C 24 A}$ в разделе 5.1.1 из TS 36.212, чтобы сгенерировать 24 бита четности. Эти биты четности затем добавлены в конец транспортного блока.

Сегментация блока кода и прикрепление CRC

Входной блок битов к блоку сегментации кода обозначается $b_{0}, b_{1}, \dots, b_{B - 1}$ , где $B = A + 24$ . В LTE минимальный и максимальный размер блока кода задан так, размеры блока совместимы с размерами блока, поддержанными турбо interleaver.

Минимальный размер блока кода = 40 битов
Максимальный размер блока кода, Z = 6 144 бита

Если длина входного блока, B, больше, чем максимальный размер блока кода, входной блок сегментируется.

Когда входной блок сегментируется, он сегментируется на $C = [B / (Z - L)]$ , где L равняется 24. Поэтому $C = [B / 6120]$ блоки кода.

Каждому блоку кода присоединили 24-битный CRC в конец, вычисленный, как описано в Транспортном Прикреплении CRC Блока, но многочлене генератора, определенном как $g_{C R C 24 B}$ в разделе 5.1.1 из TS 36.212 используется.

При необходимости биты заполнителя добавлены к запуску сегмента так, чтобы размеры блока кода совпадали с набором допустимого турбо interleaver размеры блока, как показано в следующей фигуре.

Если никакая сегментация не необходима, только один блок кода производится. Если B является меньше, чем минимальный размер, биты заполнителя (нули) добавляются к началу блока кода достигнуть в общей сложности 40 битов.

Кодирование канала

Блоки кода подвергаются турбокодированию. Турбокодирование является формой прямого исправления ошибок, которое улучшает способность канала путем добавления избыточной информации. Турбо используемая схема энкодера является Параллельным конкатенированным сверточным кодом (PCCC) с двумя рекурсивными сверточными кодерами и Квадратичным полиномом перестановки (QPP) “без конкуренций” interleaver, как показано в следующей фигуре.

Вывод энкодера является тремя потоками, $d_{k}^{(0)}$ , $d_{k}^{(1)}$ , и $d_{k}^{(2)}$ , достигнуть уровня кода 1/3.

Составляющие Энкодеры. Вход к первому составляющему энкодеру является входным потоком битов к блоку турбокодирования. Входом к второму составляющему энкодеру является вывод QPP interleaver, переставленной версии входной последовательности.

Существует две выходных последовательности от каждого энкодера, систематического $(x_{k}, {x^{'}}_{k})$ и четность $(z_{k}, {z^{'}}_{k})$ . Только одна из систематических последовательностей ( $x_{k}$ ) используется в качестве вывода потому что другой ( ${x^{'}}_{k}$ ) просто переставленная версия выбранной систематической последовательности. Передаточная функция для каждого составляющего энкодера дана следующим уравнением.

$G (D) = [1, \frac{g_{1} (D)}{g_{0} (D)}]$

Первый элемент, 1, представляет систематическую выходную передаточную функцию. Второй элемент, $(\frac{g_{1} (D)}{g_{0} (D)})$ , представляет рекурсивную сверточную выходную передаточную функцию.

$g_{0} (D) = 1 + D^{2} + D^{3}$

$g_{1} (D) = 1 + D + D^{3}$

Вывод для каждой последовательности может быть вычислен с помощью передаточной функции.

Энкодер инициализируется со всеми нулями. Если блок кода, который будет закодирован, является 0-th, и биты заполнителя (F) используются, вход к энкодеру ( $c_{k}$ ) обнуляется и вывод ( $x_{k}$ ) и ( $z_{k}$ ) установите на <NULL> для $k = 0, \dots, F - 1$ .

Завершение решетки для Турбо Энкодера. В нормальном сверточном кодере кодер управляется к состоянию all zeros после завершения путем добавления нулей на конец потока входных данных. Поскольку декодер знает запуск и конечное состояние энкодера, это может декодировать данные. Управление рекурсивным кодером ко всему нулевому состоянию, использующему этот метод, не возможно. Чтобы преодолеть эту проблему, завершение решетки используется.

После завершения биты хвоста возвращены к входу каждого энкодера с помощью переключателя. Первые три бита хвоста используются, чтобы отключить каждый энкодер.

QPP Interleaver. Роль interleaver должна распространить информационные биты, таким образом, что в случае пакетной ошибки, два потока кода затронуты по-другому, позволив данным все еще быть восстановленными.

Вывод interleaver является переставленной версией входных данных, как показано в следующих уравнениях.

${c^{'}}_{i} = c_{Π (i)}, i = 0, 1, \dots, (K - 1)$

$Π (i) = (f_{1} i + f_{2} i^{2}) \mod K$

Переменная K является входной длиной. Переменные f ₁ и f ₂ являются коэффициентами, выбранными в зависимости от K в таблице 5.1.3-3 TS 36.212. Например, K =40, f ₁₌₃, и f ₂₌₁₀, приводит к следующей последовательности.

$Π (i) = 0, 13, 6, 19, 12, 25, 18, 31, 24, 37, 30, 3, 36, 9, 2, 15, 8, 21, 14, 27, 20, 33, 26, 39, 32, 5, 38, \dots$

Соответствие уровня

Блок соответствия уровня создает выходной поток битов с желаемым уровнем кода. Когда количество битов, доступных для передачи, зависит от имеющихся ресурсов, алгоритм соответствия уровня способен к созданию любого произвольного уровня. Три потока битов от турбо энкодера чередованы сопровождаемые битным набором, чтобы создать кольцевой буфер. Биты выбраны и сокращены от буфера, чтобы создать выходной поток битов с желаемым уровнем кода. Процесс проиллюстрирован в следующей фигуре.

Подблок Interleaver. Три подблока interleavers используемый в блоке соответствия уровня идентичны. Чередование является методом, чтобы уменьшать влияние пакетных ошибок на сигнале, когда последовательные биты данных не будут повреждены.

Подблок interleaver изменяет закодировать последовательность битов, строку строкой, чтобы сформировать матрицу с $C_{S u b b l o c k}^{T C} = 32$ столбцы и $R_{S u b b l o c k}^{T C}$ 'Строки' . Переменная $R_{S u b b l o c k}^{T C}$ определяется путем нахождения минимального целого числа таким образом, что количество закодированных входных битов $D \leq (R_{S u b b l o c k}^{T C} \times C_{S u b b l o c k}^{T C})$ . Если $(R_{S u b b l o c k}^{T C} \times C_{S u b b l o c k}^{T C}) > D$ , _ND <NULL> добавлен на переднюю сторону закодированной последовательности. В этом случае, $N_{D} + D = (R_{S u b b l o c k}^{T C} \times C_{S u b b l o c k}^{T C})$ .

Для блоков $d_{k}^{(0)}$ и $d_{k}^{(1)}$ , перестановка межстолбца выполняется на матрице, чтобы переупорядочить столбцы как показано в следующем шаблоне.

0, 16, 8, 24, 4, 20, 12, 28, 2, 18, 10, 26, 6, 22, 14, 30, 1, 17, 9, 25, 5, 21, 13, 29, 3, 19, 11, 27, 7, 23, 15, 31

Вывод блока interleaver для блоков $d_{k}^{(0)}$ и $d_{k}^{(1)}$ считанный столбец столбцом последовательности битов из межстолбца переставленная матрица, чтобы создать поток $K_{π} = (R_{S u b b l o c k}^{T C} \times C_{S u b b l o c k}^{T C})$ биты долго.

Для блока $d_{k}^{(2)}$ , элементы в матрице переставлены отдельно на основе шаблона перестановки, показанного выше, но изменили, чтобы создать перестановку, которая является функцией переменных $R_{S u b b l o c k}^{T C}$ , $C_{S u b b l o c k}^{T C}$ , k, и $K_{π}$ . Этот процесс создает три чередованных потока битов.

$d_{k}^{(0)} \to v_{k}^{(0)}$

$d_{k}^{(1)} \to v_{k}^{(1)}$

$d_{k}^{(2)} \to v_{k}^{(2)}$

Битный Набор, Выбор и Передача. Битный этап набора создает виртуальный кольцевой буфер путем объединения трех чередованных закодированных потоков битов.

$v_{k}^{(1)}$ и $v_{k}^{(2)}$ объединены путем чередования последовательных значений $v_{k}^{(1)}$ и $v_{k}^{(2)}$ . Эта комбинация затем добавлена на конец $v_{k}^{(0)}$ создать кольцевой буфер $w_{k}$ показанный в следующей фигуре.

Чередование позволяет равные уровни защиты для каждой последовательности четности.

Биты затем выбраны и сокращены от кольцевого буфера, чтобы создать выходную длину последовательности, которая выполняет желаемому уровню кода.

Гибридный Автоматический Повторный Запрос (HARQ) схема исправления ошибок включен в совпадающий с уровнем алгоритм LTE. Поскольку любой желаемый уровень кода, который закодированные биты выводятся последовательно от кольцевого буфера от стартового местоположения, данного версией сокращения (RV), перенося к началу буфера, если конец буфера достигнут. биты NULL отбрасываются. Различный RVs и следовательно отправные точки допускают повторную передачу выбранных данных. Способность выбрать различные отправные точки включает следующие два основных метода повторно объединяющихся данных в получателе в процессе HARQ.

Преследуйте объединение — повторные передачи содержат тот же бит данных и бит четности.
Инкрементное сокращение — повторные передачи содержат различную информацию, таким образом, получатель получает знание после каждой повторной передачи.

Конкатенация блока кода

На этом этапе соответствовал уровень, блоки кода конкатенированы назад вместе. Эта задача сделана путем последовательной конкатенации соответствующих уровню блоков вместе, чтобы создать вывод кодирования канала, $f_{k}$ для $k = 0, \dots, G - 1$ .

Обработка PDSCH

Скремблирование PDSCH
Модуляция
Отображение слоя
Предварительное кодирование
Допустимая кодовая комбинация, слой и комбинации схемы перед кодированием
Отображение с элементами ресурса

Один или два закодированных транспортных блока (кодовые комбинации) могут быть переданы одновременно на PDSCH в зависимости от используемой схемы перед кодированием (см. раздел 2.5). Закодированные кодовые комбинации DL-SCH подвергаются скремблированию, модуляции, отображению слоя, предварительному кодированию и элементу ресурса, сопоставляющему как показано в следующей фигуре.

Скремблирование PDSCH

Кодовые комбинации поразрядно умножаются с ортогональной последовательностью и UE-specific борющаяся последовательность, чтобы создать следующую последовательность символов для каждой кодовой комбинации, q.

${\tilde{b}}^{(q)} (0), \dots, {\tilde{b}}^{(q)} (M_{b i t}^{(q)} - 1)$

Переменная $M_{b i t}^{(q)}$ количество битов в кодовой комбинации q.

Борющаяся последовательность является псевдослучайным, созданным использованием длины 31 Золотой генератор последовательности и инициализированное использование номера слота в радиосети временный идентификатор, сопоставленный с передачей PDSCH, $n_{R N T I}$ , ячейка ID, $N_{I D}^{c e l l}$ , номер слота в радио-кадре, $n_{s}$ , и индекс кодовой комбинации, $q = {0, 1}$ , в начале каждого подкадра.

$c_{i n i t} = n_{R N T I} \times 2^{14} + q \times 2^{13} + ⌊ \frac{n_{s}}{2} ⌋ \times^{29} + N_{I D}^{c e l l}$

Скремблирование со специфичной для ячейки последовательностью служит цели отклонения интерференции межъячейки. Когда UE будет дескремблировать полученный поток битов с известной специфичной для ячейки последовательностью скремблирования, интерференция от других ячеек будет дескремблирована неправильно и поэтому только появится как некоррелированый шум.

Модуляция

Скремблированные кодовые комбинации подвергаются QPSK, 16QAM, 64QAM, или 256QAM модуляция. Этот выбор создал гибкость, чтобы позволить схеме максимизировать данные, переданные в зависимости от условий канала.

Отображение слоя

Комплексные символы сопоставлены с один, два, или четыре слоя в зависимости от количества используемых антенн передачи. Комплекс модулировал вводимые символы, d (i), сопоставлены на слои v, $x^{(0)} (i), x^{(1)} (i), \dots, x^{(v - 1)} (i)$ .

Если один порт антенны используется, только один слой используется. Поэтому $x^{(0)} (i) = d^{(0)} (i)$ .

Отображение слоя для Разнообразия Передачи. Если разнообразие передатчика используется, вводимые символы сопоставлены со слоями на основе количества слоев.

Два Слоя — Даже символы сопоставлены со слоем 0, и нечетные символы сопоставлены со слоем 1, как показано в следующей фигуре.
Четыре Слоя — вводимые символы сопоставлены со слоями последовательно, как показано в следующей фигуре.
Если общее количество вводимых символов не является целочисленным кратным четыре ( $M_{s y m b}^{(0)} m o d 4 \neq 0$ ) два нулевых символа добавлены на конец. Это создает общее количество символов, которое является целочисленным кратным четыре, потому что исходное количество символов всегда является целочисленным кратным два.

Отображение слоя для Пространственного Мультиплексирования. В случае пространственного мультиплексирования количество используемых слоев всегда меньше или равно количеству портов антенны, используемых для передачи физического канала.

Один слой

Если только один слой используется, $x^{(0)} (i) = d^{(0)} (i)$ .

Два слоя

Три слоя

Четыре слоя

Предварительное кодирование

Три типа предварительного кодирования доступны в LTE для PDSCH — пространственное мультиплексирование, передают разнообразие и одну передачу порта антенны. В рамках пространственного мультиплексирования существует две схемы — предварительно кодирующий с большим циклическим разнообразием задержки (CDD) задержки, также известным как разомкнутый цикл пространственное мультиплексирование и предварительное кодирование без CDD, также известного как замкнутый цикл пространственное мультиплексирование. Различные типы предварительного кодирования проиллюстрированы в следующей древовидной схеме.

Предварительный кодер берет блок от картопостроителя слоя, $x^{(0)} (i), x^{(1)} (i), \dots, x^{(v - 1)} (i)$ , и генерирует последовательность для каждого порта антенны, $y^{(p)} (i)$ . Переменная p является номером порта антенны передачи и может принять значения {0}, {0,1}, или {0,1,2,3}.

Одно Предварительное кодирование Порта Антенны. Для передачи по одному порту антенны никакая обработка не выполняется, как показано в следующем уравнении.

$y^{(p)} (i) = x^{(0)} (i)$

Предварительное кодирование для Большой Задержки CDD Пространственное Мультиплексирование. Операция CDD применяет циклический сдвиг, который является задержкой $N_{F F T} / v$ выборки к каждой антенне, где $N_{F F T}$ размер БПФ OFDM. Использование CDD улучшает робастность производительности путем рандомизации частотной характеристики канала, сокращения вероятности глубокого исчезновения.

Предварительное кодирование с CDD для пространственного мультиплексирования задано следующим уравнением.

$(\begin{matrix} y^{(0)} (i) \\ ⋮ \\ y^{(p - 1)} (i) \end{matrix}) = W (i) \times D (i) \times U \times (\begin{matrix} x^{(0)} (i) \\ ⋮ \\ x^{(v - 1)} (i) \end{matrix})$

Значения матрицы перед кодированием, $W (i)$ , из размера $P \times v$ , выбраны из книги шифров, сконфигурированной eNodeB и оборудованием пользователя. Книга шифров перед кодированием описана в Пространственной Книге шифров Мультиплексирования Перед кодированием. Каждая группа символов в индексе i через все доступные слои может использовать различную матрицу перед кодированием при необходимости. Матрицы поддержки, $D (i)$ и U, даны для различные количества слоев в следующей таблице.

Количество слоев, $υ$	U	$D (i)$
2	$\frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} 111 & e^{- j 2 π / 2} \end{matrix})$	$(\begin{matrix} 100 & e^{- j 2 π i / 2} \end{matrix})$
3	$\frac{1}{\sqrt{3}} (\begin{matrix} 1111 & e^{- j 2 π / 3} & e^{- j 4 π / 3} \\ 1 & e^{- j 4 π / 3} & e^{- j 8 π / 3} \end{matrix})$	$(\begin{matrix} 1000 & e^{- j 2 π i / 3} \\ 000 & e^{- j 4 π i / 3} \end{matrix})$
4	$\frac{}{12} (\begin{matrix} 11111 & e^{- j 2 π / 4} & e^{- j 4 π / 4} & e^{- j 6 π / 4} \\ 1 & e^{- j 4 π / 4} & e^{- j 8 π / 4} & e^{- j 12 π / 4} \\ 1 & e^{- j 6 π / 4} & e^{- j 12 π / 4} & e^{- j 18 π / 4} \end{matrix})$	$(\begin{matrix} 10000 & e^{- j 2 π i / 4} \\ 0000 & e^{- j 4 π i / 4} \\ 0000 & e^{- j 6 π i / 4} \end{matrix})$

Предварительное кодирование для Пространственного Мультиплексирования без CDD. Предварительное кодирование для пространственного мультиплексирования без CDD задано следующим уравнением.

$(\begin{matrix} y^{(0)} (i) \\ ⋮ \\ y^{(p - 1)} (i) \end{matrix}) = W (i) \times (\begin{matrix} x^{(0)} (i) \\ ⋮ \\ x^{(v - 1)} (i) \end{matrix})$

Значения матрицы перед кодированием, $W (i)$ , из размера $P \times v$ , выбраны из книги шифров, сконфигурированной eNodeB и оборудованием пользователя. Каждая группа символов в индексе i через все доступные слои может использовать различную матрицу перед кодированием при необходимости. Для получения дополнительной информации о книге шифров перед кодированием смотрите, что Пространственное Мультиплексирование Предварительно кодирует Книгу шифров.

Пространственная Книга шифров Мультиплексирования Перед кодированием. Матрицы перед кодированием для портов антенны {0,1} даны в следующей таблице.

Индекс книги шифров	Количество слоев, $υ$
	1	2
0	$\frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} 11 \end{matrix})$	$\frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} 1001 \end{matrix})$
1	$\frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} 1 \\ - 1 \end{matrix})$	$\frac{}{12} (\begin{matrix} 111 & - 1 \end{matrix})$
2	$\frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} 1 \\ j \end{matrix})$	$\frac{}{12} (\begin{matrix} 11 \\ j & - j \end{matrix})$
3	$\frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} 1 \\ - j \end{matrix})$	—

Матрицы перед кодированием для портов антенны {0,1,2,3} даны в следующей таблице.

Матрица перед кодированием, $W_{n}^{{s}}$ , матрица, заданная столбцами в наборе ${s}$ следующим уравнением.

$W_{n} = I - 2 u_{n} u_{n}^{H} / u_{n}^{H} u_{n}$

В предыдущем уравнении I является единичной матрицей 4 на 4. Вектор $u_{n}$ дан в предыдущей таблице.

Предварительное кодирование для Разнообразия Передачи. Предварительное кодирование для разнообразия передачи доступно на двух или четырех портах антенны.

Два порта антенны

Схема Alamouti используется для предварительного кодирования, которое задает отношение между вводом и выводом как показано в следующем уравнении.

$(\begin{matrix} y^{(0)} (2 i) \\ y^{(1)} (2 i) \\ y^{(0)} (2 i + 1) \\ y^{(1)} (2 i + 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} 10 & j \\ 00 & - 1 & 0 & j \\ 010 & j \\ 10 & - j & 0 \end{matrix}) (\begin{matrix} Ре {x^{(0)} (i)} \\ Ре {x^{(1)} (i)} \\ \Im {x^{(0)} (i)} \\ \Im {x^{(1)} (i)} \end{matrix})$

В схеме Alamouti, двух последовательных символах, $x^{(0)} (i)$ и $x^{(1)} (i)$ , передаются в параллели с помощью двух антенн со следующим отображением, где символ звездочки (*) обозначает комплексно-сопряженную операцию.

Когда любые два столбца в матрице перед кодированием являются ортогональными, эти два символа, $x^{(0)} (i)$ и $x^{(1)} (i)$ , может быть разделен в UE.

Четыре порта антенны

Предварительное кодирование для четырех случаев порта антенны задает отношение между вводом и выводом как показано в следующем уравнении.

$(\begin{matrix} y^{(0)} (4 i) \\ y^{(1)} (4 i) \\ y^{(2)} (4 i) \\ y^{(3)} (4 i) \\ y^{(0)} (4 i + 1) \\ y^{(1)} (4 i + 1) \\ y^{(2)} (4 i + 1) \\ y^{(3)} (4 i + 1) \\ y^{(0)} (4 i + 2) \\ y^{(1)} (4 i + 2) \\ y^{(2)} (4 i + 2) \\ y^{(3)} (4 i + 2) \\ y^{(0)} (4 i + 3) \\ y^{(1)} (4 i + 3) \\ y^{(2)} (4 i + 3) \\ y^{(3)} (4 i + 3) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} 1000 & j \\ 000000000000 & - 1 & 000 & j \\ 000000000001000 & j \\ 00000000001000 & - j \\ 0000000000000000000001000 & j \\ 000000000000 & - 1 & 000 & j \\ 000000000001000 & j \\ 00000000001000 & - j & 0 \end{matrix}) (\begin{matrix} Ре {x^{(0)} (i)} \\ Ре {x^{(1)} (i)} \\ Ре {x^{(2)} (i)} \\ Ре {x^{(3)} (i)} \\ \Im {x^{(0)} (i)} \\ \Im {x^{(1)} (i)} \\ \Im {x^{(2)} (i)} \\ \Im {x^{(3)} (i)} \end{matrix})$

В этой схеме два последовательных символа передаются параллельно в два периода символа с помощью четырех антенн со следующим отображением, где символ звездочки (*) обозначает комплексно-сопряженную операцию.

Допустимая кодовая комбинация, слой и комбинации схемы перед кодированием

Как справочник информации, описанной в предыдущих разделах, верные номера кодовых комбинаций и слоев для каждой схемы перед кодированием показывают в следующих таблицах..

Отображение с элементами ресурса

Для каждого из портов антенны, используемых для передачи PDSCH, блок комплекса оценил символы, $y^{(p)} (i)$ , сопоставлены в последовательности, чтобы снабдить элементы, не занятые PCFICH, PHICH, PDCCH, PBCH, или синхронизацией и ссылочными сигналами. Количеством элементов ресурса, сопоставленных с, управляет количество блоков ресурса, выделенных PDSCH. Символы сопоставлены путем увеличения индекса поднесущей и отображения всего доступного REs в выделенных блоках ресурса для каждого символа OFDM как показано в следующей фигуре.

Ссылки

[1] 3GPP TS 36.212. “Мультиплексирование и кодирование канала”. Проект Партнерства третьего поколения; Сеть радиодоступа Technical Specification Group; Развитый Универсальный Наземный Радио-доступ (к E-UTRA). URL: http://www.3gpp.org.

Документация