Документация

Вложение CRC транспортного блока

Циклический избыточный контроль (CRC) используется для обнаружения ошибок в транспортных блоках. Весь транспортный блок используется для вычисления битов четности CRC. Транспортный блок делится циклическим генераторным полиномом, описанным как $${}_{\mathrm{}\mathrm{gCRC24A}}$$ в разделе 5.1.1 [1], для генерации 24 битов четности. Эти биты четности затем добавляются к концу транспортного блока.

Сегментация кодовых блоков и присоединение CRC

Входной блок битов в блок сегментации кода обозначается $${}_{\mathrm{b0}},{}_{\mathrm{}}b1,.{.}_{.,\mathrm{}}$$bB − 1, $$\mathrm{где}$$B = A + 24. В LTE минимальный и максимальный размеры кодовых блоков задаются так, чтобы размеры блоков были совместимы с размерами блоков, поддерживаемыми турбоперемежителем .

Если длина входного блока B больше максимального размера кодового блока, то входной блок сегментируется.

Когда входной блок сегментирован, он сегментируется на $$C=[B/(Z$$− L)], где L равно 24. $$Поэтому\mathrm{C\; =\; кодовые}$$блоки [B/6120].

Каждый блок кода имеет 24-битный CRC, присоединенный к концу, вычисленный, как описано в приложении CRC транспортного блока, но $${}_{\mathrm{}}$$используется полином генератора, описанный как gCRC24B в разделе 5.1.1 [1].

Если требуется, к началу сегмента добавляются заполняющие биты, так что размеры кодовых блоков соответствуют набору допустимых размеров блоков турбоперемежителя, как показано на следующем рисунке.

Если сегментация не требуется, создается только один блок кода. Если B меньше минимального размера, то к началу кодового блока добавляются биты-заполнители (нули) для достижения в общей сложности 40 битов.

Канальное кодирование

Кодовые блоки подвергаются турбокодированию. Турбокодирование - это форма прямого исправления ошибок, которая улучшает пропускную способность канала за счет добавления избыточной информации. Используемая схема турбокодера представляет собой параллельный конкатенированный сверточный код (PCCC) с двумя рекурсивными сверточными кодерами и перемежителем квадратичных перестановок (QPP), как показано на следующем рисунке.

Выходной сигнал кодера представляет собой три потока, $${}_{\mathrm{dk}}^{\mathrm{(}0}$$), $${}_{}^{dk\mathrm{}(}$$1) $${и}_{}^{\mathrm{dk}}$$(2), для достижения кодовой скорости 1/3.

Составные кодеры.  Вход в первый составной кодер является входным битовым потоком в блок турбокодирования. Вход второго составного кодера является выходом перемежителя QPP, перестановочной версии входной последовательности.

Существует две выходные последовательности от каждого кодера, систематическая $$({}_{}{{}^{}}_{\mathrm{xk,x\prime k}})$$ и четная $$({}_{}{{}^{}}_{\mathrm{zk,z\prime k}}$$). Только одна из систематических последовательностей ($${}_{\mathrm{xk}}$$) используется в качестве выходного сигнала, поскольку другая ($${{}^{x\prime k}}_{)}$$является просто перестановочной версией выбранной систематической последовательности. Передаточная функция для каждого составного кодера задается следующим уравнением.

Первый элемент, 1, представляет систематическую выходную передаточную функцию. Второй элемент, $$\left(\frac{{}_{\mathrm{g1}}(D}{{)}_{\mathrm{}}\mathrm{g0}}\right($$D)), представляет рекурсивную сверточную выходную передаточную функцию.

Выходные данные для каждой последовательности могут быть рассчитаны с использованием передаточной функции.

Кодер инициализируется со всеми нулями. Если кодируемый блок является 0-м, и используются биты-заполнители (F), то вход в кодер ($${}_{\mathrm{ck}}$$) устанавливается равным нулю, а выход ($${}_{\mathrm{xk}}$$) и ($${}_{\mathrm{zk}}$$) устанавливается равным <NULL> для $$k\mathrm{=}0,..\mathrm{.}$$, F − 1.

Решетчатое окончание для турбокодера.  В нормальном сверточном кодере кодер приводится в состояние всех нулей после завершения путем добавления нулей к концу входного потока данных. Поскольку декодер знает начальное и конечное состояние кодера, он может декодировать данные. Приведение рекурсивного кодера в состояние всех нулей с помощью этого метода невозможно. Для преодоления этой проблемы используется решетчатое окончание.

После завершения концевые биты подаются обратно на вход каждого кодера с использованием переключателя. Первые три концевых бита используются для завершения каждого кодера.

Перемежитель QPP.  Роль перемежителя заключается в расширении информационных битов таким образом, что в случае пакетной ошибки на два кодовых потока воздействуют по-разному, позволяя восстановить данные.

Выходной сигнал перемежителя является перестановочной версией входных данных, как показано в следующих уравнениях.

Переменная K является входной длиной. Переменные f1 и f2 - коэффициенты, выбранные в зависимости от K, в таблице 5.1.3-3 из [1]. Например, K = 40, f1 = 3 и f2 = 10 дает следующую последовательность.

Сопоставление ставок

Блок согласования скорости создает выходной битовый поток с требуемой кодовой скоростью. Поскольку количество битов, доступных для передачи, зависит от доступных ресурсов, алгоритм согласования скорости способен создавать любую произвольную скорость. Три потока битов из турбокодера перемежаются с последующим сбором битов для создания кольцевого буфера. Биты выбираются и отсекаются из буфера для создания выходного битового потока с требуемой кодовой скоростью. Процесс проиллюстрирован на следующем рисунке.

Перемежитель субблоков.  Три перемежителя субблоков, используемые в блоке согласования скорости, идентичны. Перемежение - это метод уменьшения влияния пакетных ошибок на сигнал, поскольку последовательные биты данных не будут повреждены.

Перемежитель субблоков изменяет форму последовательности битов кодирования, последовательно, чтобы сформировать матрицу с $${}_{}^{\mathrm{CSubblockTC}}\mathrm{=}$$ 32 столбцами $${и}_{}^{}$$строками RSubblockTC. $${\mathrm{Переменная}}_{}^{}$$RSubblockTC определяется путем нахождения минимального целого числа, такого, что количество кодированных входных битов $$\mathrm{равно}{\mathrm{D\le }}_{(}^{}{}_{\mathrm{RSubblockTC}\times }^{}$$CSubblockTC$$).{}_{\mathrm{If}(}^{}{}_{\mathrm{RSubblockTC}\times }^{}$$CSubblockTC ) > D, ND<NULL>'s добавляются к передней части кодированной последовательности. При этом $${}_{\mathrm{ND}}+D{}_{=(}^{}{}_{\mathrm{RSubblockTC}\times }^{}$$CSubblockTC ).

Для блоков $${}_{\mathrm{dk}}^{\mathrm{(}0}$$) и $${}_{}^{dk\mathrm{}(}$$1) перестановка между столбцами выполняется на матрице, чтобы переупорядочить столбцы, как показано в следующем шаблоне.

Выходной сигнал блочного перемежителя для блоков $${}_{\mathrm{dk}}^{\mathrm{(}0}$$) и $${}_{}^{dk\mathrm{}(}$$1) представляет собой битовую последовательность, считываемую столбец за столбцом из перестановочной матрицы между столбцами для создания $${\mathrm{потока}}_{}Kpi{}_{=(}^{}{}_{\mathrm{RSubblockTC}\times }^{}$$CSubblockTC) бит длиной.

Для блока $${}_{\mathrm{dk}}^{\mathrm{(}2}$$) элементы в матрице переставляются отдельно на основе шаблона перестановки, показанного выше, но модифицируются для создания перестановки, которая является функцией переменных $${}_{}^{}$$RSubblockTC, $${}_{}^{}$$CSubblockTC, k и $${}_{}$$Kpi. Этот процесс создает три чередующихся потока битов .

Сбор битов, выбор и передача.  Этап сбора битов создает виртуальный кольцевой буфер путем объединения трех чередующихся кодированных потоков битов.

$${}_{\mathrm{vk}}^{\mathrm{(}1}$$) и $${}_{}^{vk\mathrm{}(}$$2) объединяют путем чередования последовательных значений $${}_{}^{\mathrm{vk}}$$(1) $${}_{и}^{\mathrm{}vk}$$(2). Эта комбинация затем добавляется к концу $${}_{}^{\mathrm{}}$$vk (0) для создания циклического $${}_{}$$буфера wk, показанного на следующем рисунке.

Чередование обеспечивает равные уровни защиты для каждой последовательности четности.

Затем биты выбираются и отсекаются из кольцевого буфера для создания длины выходной последовательности, которая соответствует требуемой кодовой скорости.

Схема исправления ошибок Hybrid Automatic Repeat Request (HARQ) включена в алгоритм согласования скорости LTE. Для любой требуемой скорости кодирования кодированные биты выводятся последовательно из кольцевого буфера из начального местоположения, заданного версией избыточности (RV), переходя к началу буфера, если достигнут конец буфера. NULL биты отбрасываются. Различные RV и, следовательно, начальные точки позволяют повторно передавать выбранные данные. Возможность выбора различных начальных точек позволяет использовать следующие два основных способа рекомбинации данных в приемнике в процессе HARQ.

Конкатенация кодовых блоков

На этом этапе согласованные кодовые блоки скорости объединяются обратно вместе. Эта задача выполняется путем последовательной конкатенации согласованных по скорости блоков вместе для создания выходного сигнала канального кодирования, $${}_{\mathrm{fk}}$$ для $$k\mathrm{=}0,..\mathrm{.}$$, G − 1.

Скремблирование PDSCH

Кодовые слова умножаются по битам на ортогональную последовательность и специфическую для UE скремблирующую последовательность для создания следующей последовательности символов для каждого кодового слова, q.

Переменная $${}_{\mathrm{Мбит}}^{(q}$$) - это количество битов в кодовом слове q.

Скремблирующая последовательность является псевдослучайной, созданной с использованием генератора последовательности Gold длиной 31 и инициализированной с использованием номера слота в пределах временного идентификатора радиосети, связанного с передачей PDSCH, $${}_{\mathrm{nRNTI}}$$, идентификатором ячейки, $${}_{}^{\mathrm{ячейкой\; NIDcell}}$$, номером слота в кадре радиосвязи, $${}_{\mathrm{ns}}$$, и индексом кодового слова $$q=\mathrm{}\{\mathrm{}$$0,1} в начале каждого подкадра.

Скремблирование с помощью последовательности, специфичной для соты, служит для подавления интерсотовых помех. Когда UE дескремблирует принятый битовый поток с известной специфической для соты скремблирующей последовательностью, помехи от других сот будут дескремблироваться неправильно и, следовательно, проявляться только как некоррелированный шум.

Модуляция

Скремблированные кодовые слова подвергаются QPSK, 16QAM, 64QAM или 256QAM модуляции. Этот выбор создал гибкость, позволяющую схеме максимизировать передаваемые данные в зависимости от условий канала.

Сопоставление слоев

Комплексные символы отображаются на один, два или четыре уровня в зависимости от количества используемых передающих антенн. Комплексные модулированные входные символы, d (i), отображаются на v слоев, $${}^{x\mathrm{}(}0)(i^{)\mathrm{,}}x(1){(}^{i),\mathrm{.}.}.,$$x (v − 1) (i).

Если используется один антенный порт, используется только один уровень. Следовательно, $$x^{\mathrm{(}0})(i{)}^{\mathrm{=}}d($$0) (i).

Отображение уровня для разнесения передачи.  Если используется разнесение передатчика, входные символы отображаются на уровни на основе количества уровней.

Отображение уровня для пространственного мультиплексирования.  В случае пространственного мультиплексирования количество используемых уровней всегда меньше или равно количеству антенных портов, используемых для передачи физического канала.

 Один слой

 Два слоя

 Три слоя

 Четыре слоя

Предварительное кодирование

В LTE для PDSCH доступны три типа предварительного кодирования - пространственное мультиплексирование, разнесение передачи и передача с одним антенным портом. В пространственном мультиплексировании существуют две схемы - предварительное кодирование с большим разнесением циклической задержки задержки (CDD), также известное как пространственное мультиплексирование с разомкнутым контуром, и предварительное кодирование без CDD, также известное как пространственное мультиплексирование с замкнутым контуром. Различные типы предварительного кодирования проиллюстрированы на следующей древовидной диаграмме.

Предварительный кодер принимает блок от преобразователя слоев x $${}^{\mathrm{(}0})(i{)}^{,\mathrm{}x}(1)(i^{),.\mathrm{.}.},x$$(v − 1) (i) и генерирует последовательность для каждого $${}^{}антенного$$порта y (p) (i). Переменная p является номером порта передающей антенны и может принимать значения {0}, {0,1} или {0,1,2,3}.

Предварительное кодирование порта одиночной антенны.  Для передачи через один антенный порт обработка не выполняется, как показано в следующем уравнении.

Предварительное кодирование для пространственного мультиплексирования CDD с большой задержкой.  Операция CDD применяет циклический сдвиг, который является задержкой $${}_{}$$выборок NFFT/v к каждой антенне, где $${}_{\mathrm{NFFT}}$$ - размер OFDM FFT. Использование CDD улучшает надежность рабочих характеристик за счет рандомизации частотной характеристики канала, уменьшая вероятность глубокого замирания.

Предварительное кодирование с CDD для пространственного мультиплексирования определяется следующим уравнением.

Значения матрицы предварительного кодирования, $$W(i$$), размера $$P$$× v, выбираются из кодовой книги, сконфигурированной eNireB и пользовательским оборудованием. Кодовая книга предварительного кодирования описана в кодовой книге предварительного пространственного мультиплексирования. Каждая группа символов с индексом i на всех доступных уровнях может использовать различную матрицу предварительного кодирования, если требуется. Опорные $$\mathrm{матрицы}D$$(i) и U приведены для различных уровней в следующей таблице.

Предварительное кодирование для пространственного мультиплексирования без CDD.  Предварительное кодирование для пространственного мультиплексирования без CDD определяется следующим уравнением.

Значения матрицы предварительного кодирования, $$W(i$$), размера $$P$$× v, выбираются из кодовой книги, сконфигурированной eNireB и пользовательским оборудованием. Каждая группа символов с индексом i на всех доступных уровнях может использовать различную матрицу предварительного кодирования, если требуется. Для получения дополнительной информации о кодовой книге предварительного кодирования см. Кодовая книга предварительного кодирования пространственного мультиплексирования.

Кодовая книга предварительного кодирования пространственного мультиплексирования.  Матрицы предварительного кодирования для антенных портов {0,1} приведены в следующей таблице.

Матрицы предварительного кодирования для антенных портов {0,1,2,3} приведены в следующей таблице.

Матрица предварительного кодирования, $${}_{\mathrm{Wn}}^{\{s}$$}, является матрицей, определенной столбцами в наборе $$\{s$$} следующим уравнением .

В предыдущем уравнении I является единичной матрицей 4 на 4. Вектор $${}_{\mathrm{un}}$$ приведен в предыдущей таблице.

Предварительное кодирование для разнесения передачи.  Предварительное кодирование для разнесения передачи доступно на двух или четырех антенных портах.

 Два антенных порта

 Четыре антенных порта

Допустимые комбинации кодовых слов, уровней и схем предварительного кодирования

В качестве краткой ссылки на информацию, описанную в предыдущих разделах, допустимые количества кодовых слов и уровней для каждой схемы предварительного кодирования показаны в следующих таблицах.

Сопоставление с элементами ресурсов

Для каждого из антенных портов, используемых для передачи PDSCH, блок комплексных символов, $$y^{(p})($$i), последовательно отображается на элементы ресурсов, не занятые PCFICH, PHICH, PDCCH, PBCH, или синхронизирующими и опорными сигналами. Количество сопоставленных элементов ресурсов управляется количеством блоков ресурсов, назначенных PDSCH. Символы отображаются путем увеличения индекса поднесущей и отображения всех доступных RE в пределах выделенных блоков ресурсов для каждого символа OFDM, как показано на следующем рисунке.