Нисходящий общий канал

Физический совместно используемый нисходящий канал используется для передачи нисходящего общего канала (DL-SCH). DL-SCH является транспортным каналом, используемым для передачи нисходящих данных (транспортный блок).

Кодирование DL-SCH

Вложение CRC транспортного блока
Сегментация кодовых блоков и вложение CRC
Кодирование канала
Соответствие скорости
Код блоков

Чтобы создать полезную нагрузку PDSCH, транспортный блок длины A, обозначенный как $a_{0}, a_{1}, \dots, a_{A - 1}$ , подвергается присоединению CRC транспортного блока, сегментации кодового блока и присоединению CRC кодового блока, кодированию канала, согласованию скорости и конкатенации кодового блока. Шаги кодирования проиллюстрированы на следующем блоке.

Вложение CRC транспортного блока

Циклическая проверка избыточности (CRC) используется для выявления ошибок в транспортных блоках. Весь транспортный блок используется для вычисления бит четности CRC. Транспортный блок разделен полиномом циклического генератора, описанным как $g_{C R C 24 A}$ в разделе 5.1.1 [1], чтобы сгенерировать 24 бита четности. Эти биты четности затем добавляются к концу транспортного блока.

Сегментация кодовых блоков и вложение CRC

Вход блок бит к блоку сегментации кода обозначается как $b_{0}, b_{1}, \dots, b_{B - 1}$ , где $B = A + 24$ . В LTE задается минимальный и максимальный размер кодового блока, поэтому размеры блоков совместимы с размерами блоков, поддерживаемыми турбоперемежителем.

Минимальный размер блока кода = 40 биты
Максимальный размер блока кода, Z = 6144 бита

Если длина входного блока, B, больше максимального размера блока кода, входной блок сегментируется.

Когда входной блок сегментирован, он сегментирован на $C = [B / (Z - L)]$ , где L 24. Поэтому, $C = [B / 6120]$ кодовые блоки.

Каждый блок кода имеет 24-битный CRC, присоединенный к концу, вычисленный как описано в Transport Block CRC Attachment, но полином генератора, описанный как $g_{C R C 24 B}$ в разделе 5.1.1 [1] используется.

При необходимости биты наполнителя добавляются к началу сегмента так, чтобы размеры кодовых блоков совпадали с набором допустимых размеров блоков турбоперемежителя, как показано на следующем рисунке.

Если сегментация не требуется, создается только один блок кода. Если B меньше минимального размера, биты-наполнители (нули) добавляются к началу блока кода, чтобы достичь в общей сложности 40 бит.

Кодирование канала

Блоки кода подвергаются турбокодированию. Турбокодирование является формой прямой коррекции ошибок, которая улучшает пропускную способность канала путем добавления избыточной информации. Используемая схема турбокодера является Parallel Concatenated Convolutional Code (PCCC) с двумя рекурсивными сверточными кодерами и «бесконфликтным» квадратичным перестановочным полиномиальным (QPP) перемежителем, как показано на следующем рисунке.

Выходные выходы энкодера - три потока, $d_{k}^{(0)}$ , $d_{k}^{(1)}$ , и $d_{k}^{(2)}$ , для достижения скорости кода 1/3.

Составляющие энкодеры. Вход к первому составляющему энкодеру является входом битовый поток к блоку турбокодирования. Вход во второй составляющий энкодер является выходом перемежителя QPP, переставленной версии входной последовательности.

Существует две выходные последовательности от каждого энкодера, систематическая $(x_{k}, {x^{'}}_{k})$ и четность $(z_{k}, {z^{'}}_{k})$ . Только одна из систематических последовательностей ( $x_{k}$ ) используется в качестве выхода, потому что другое ( ${x^{'}}_{k}$ ) является просто переложенной версией выбранной систематической последовательности. Передаточная функция для каждого составляющего энкодера задается следующим уравнением.

$G (D) = [1, \frac{g_{1} (D)}{g_{0} (D)}]$

Первый элемент 1 представляет систематическую выходную передаточную функцию. Второй элемент, $(\frac{g_{1} (D)}{g_{0} (D)})$ , представляет рекурсивную сверточную выходную передаточную функцию.

$g_{0} (D) = 1 + D^{2} + D^{3}$

$g_{1} (D) = 1 + D + D^{3}$

Для вычисления выхода для каждой последовательности используется передаточная функция.

Энкодер инициализируется со всеми нулями. Если кодовый блок, который будет кодироваться, является 0-м и используются биты-наполнители (F), вход в энкодер ( $c_{k}$ ) устанавливается в нуль и выход ( $x_{k}$ ) и ( $z_{k}$ ) установить на <NULL> для $k = 0, \dots, F - 1$ .

Trellis Termination for Turbo Encoder. В нормальном сверточном кодере кодер приводится в all zeros состояние после завершения путем добавления нулей к концу потока входных данных. Поскольку декодер знает начало и конец состояние энкодера, он может декодировать данные. Приведение рекурсивного кодера в состояние всех нулей с помощью этого метода невозможно. Чтобы преодолеть эту проблему, используется резьбовое завершение.

После завершения, хвостовые биты подаются назад на вход каждого энкодера с помощью переключателя. Первые три хвостовых бита используются для завершения работы каждого энкодера.

Перемежитель QPP. Роль перемежителя состоит в том, чтобы распределить информационные биты таким образом, чтобы в случае ошибки пакета два потока кода затрагивались по-разному, позволяя все еще восстанавливать данные.

Выход перемежителя является переставленной версией входных данных, как показано на следующих уравнениях.

${c^{'}}_{i} = c_{Π (i)}, i = 0, 1, \dots, (K - 1)$

$Π (i) = (f_{1} i + f_{2} i^{2}) \mod K$

Переменная K является входом длиной. Переменные f 1 и _f 2 являются коэффициентами, выбранными в зависимости от K, в таблице 5,1,3-3 [1]. Например, K = 40, f 1 = 3 и f 2 = 10, приводит к следующей последовательности.

$Π (i) = 0, 13, 6, 19, 12, 25, 18, 31, 24, 37, 30, 3, 36, 9, 2, 15, 8, 21, 14, 27, 20, 33, 26, 39, 32, 5, 38, \dots$

Соответствие скорости

Блок соответствия скорости создает выход битовый поток с желаемой скоростью кода. Поскольку количество бит, доступных для передачи, зависит от доступных ресурсов, алгоритм согласования скорости способен создание любую произвольную скорость. Три потока битов из турбовинтовых энкодеров чередуются с последующим набором битов для создания циклического буфера. Биты выбираются и обрезаются из буфера, чтобы создать выход битовый поток с желаемой скоростью кода. Этот процесс проиллюстрирован на следующем рисунке.

Перемежитель подблоков. Три подблочных перемежителя, используемые в блоке согласования скорости, идентичны. Перемежение является методом, чтобы уменьшить влияние ошибок пакета на сигнал, так как последовательные биты данных не будут повреждены.

Перемежитель подблоков изменяет форму битовой последовательности кодирования, строка за строкой, чтобы сформировать матрицу с $C_{S u b b l o c k}^{T C} = 32$ столбцы и $R_{S u b b l o c k}^{T C}$ строки. Переменная $R_{S u b b l o c k}^{T C}$ определяется нахождением минимального целого числа таким образом, чтобы количество закодированных входных бит составляло $D \leq (R_{S u b b l o c k}^{T C} \times C_{S u b b l o c k}^{T C})$ . Если $(R_{S u b b l o c k}^{T C} \times C_{S u b b l o c k}^{T C}) > D$ , _{<reservedrangesplaceholder1> <reservedrangesplaceholder0>}"s добавляются на переднюю часть закодированной последовательности. В этом случае, $N_{D} + D = (R_{S u b b l o c k}^{T C} \times C_{S u b b l o c k}^{T C})$ .

Для блоков $d_{k}^{(0)}$ и $d_{k}^{(1)}$ Межстолбец сочетания выполняется на матрице, чтобы переупорядочить столбцы, как показано на следующем шаблоне.

0, 16, 8, 24, 4, 20, 12, 28, 2, 18, 10, 26, 6, 22, 14, 30, 1, 17, 9, 25, 5, 21, 13, 29, 3, 19, 11, 27, 7, 23, 15, 31

Выход блочного перемежителя для блоков $d_{k}^{(0)}$ и $d_{k}^{(1)}$ - последовательность битов, считанная по столбцам из межколоночной перестановочной матрицы для создания потока $K_{π} = (R_{S u b b l o c k}^{T C} \times C_{S u b b l o c k}^{T C})$ биты длиной.

Для блока $d_{k}^{(2)}$ элементы внутри матрицы переставляются отдельно на основе сочетания шаблона, показанного выше, но изменяются, чтобы создать сочетание, которое является функцией переменных $R_{S u b b l o c k}^{T C}$ , $C_{S u b b l o c k}^{T C}$ , k, и $K_{π}$ . Этот процесс создает три перемеженных битовых потока.

$d_{k}^{(0)} \to v_{k}^{(0)}$

$d_{k}^{(1)} \to v_{k}^{(1)}$

$d_{k}^{(2)} \to v_{k}^{(2)}$

Набор, выбор и передача битов. Этап набора битов создает виртуальный круговой буфер путем объединения трех перемеженных кодированных битовых потоков.

$v_{k}^{(1)}$ и $v_{k}^{(2)}$ объединяются путем чередования последовательных значений $v_{k}^{(1)}$ и $v_{k}^{(2)}$ . Эта комбинация затем добавляется к концу $v_{k}^{(0)}$ для создания кольцевого буфера $w_{k}$ показан на следующем рисунке.

Переплетение позволяет равные уровни защиты для каждой последовательности четности.

Затем биты выбирают и обрезают из кольцевого буфера, чтобы создать выход длину последовательности, которая соответствует желаемой скорости кода.

Схема коррекции ошибок гибридного автоматического запроса на повторение (HARQ) включена в алгоритм согласования скорости LTE. Для любой желаемой скорости кода кодированные биты выводятся последовательно из кольцевого буфера из начального местоположения, заданного версией избыточности (RV), оборачиваясь к началу буфера, если достигается конец буфера. NULL биты отбрасываются. Различные RV и, следовательно, начальные точки допускают повторную передачу выбранных данных. Возможность выбора различных начальных точек позволяет использовать следующие два основных метода рекомбинирования данных на приемник в процессе HARQ.

Объединение Чейза - повторные передачи содержат те же данные и бит четности.
Инкрементальная избыточность - повторные передачи содержат разную информацию, поэтому приемник получает знания после каждой повторной передачи.

Код блоков

На этом этапе кодовые блоки, согласованные по скорости, объединяются друг с другом. Эта задача выполняется путем последовательного конкатенирования согласованных по скорости блоков вместе, чтобы создать выход канального кодирования, $f_{k}$ для $k = 0, \dots, G - 1$ .

Обработка PDSCH

Скремблирование PDSCH
Модуляция
Отображение слоев
Предварительное кодирование
Допустимые комбинации кодового слова, слоя и схемы предварительного кодирования
Отображение с ресурсными элементами

Один или два кодированных транспортных блока (кодовых слова) могут передаваться одновременно по PDSCH в зависимости от используемой схемы предварительного кодирования (см. раздел 2.5). Закодированные кодовые слова DL-SCH подвергаются скремблированию, модуляции, отображению слоя, предварительному кодированию и отображению ресурсного элемента, как показано на следующем рисунке.

Скремблирование PDSCH

Кодовые слова битово умножаются ортогональной последовательностью и специфической для UE последовательностью скремблирования, чтобы создать следующую последовательность символов для каждого кодового слова, q.

${\tilde{b}}^{(q)} (0), \dots, {\tilde{b}}^{(q)} (M_{b i t}^{(q)} - 1)$

Переменная $M_{b i t}^{(q)}$ - количество бит в q кодового слова.

Скремблирующая последовательность является псевдослучайной, создается с использованием генератора Последовательности Голда length-31 и инициализируется с использованием номера паза в пределах временного идентификатора радиосети, сопоставленного с передачей PDSCH. $n_{R N T I}$ , идентификатор камеры, $N_{I D}^{c e l l}$ , номер паза в радиосвязи системы координат, $n_{s}$ , и индекс кодового слова, $q = {0, 1}$ , в начале каждого субкадра.

$c_{i n i t} = n_{R N T I} \times 2^{14} + q \times 2^{13} + ⌊ \frac{n_{s}}{2} ⌋ \times 2^{9} + N_{I D}^{c e l l}$

Скремблирование с специфической для ячейки последовательностью служит цели интерселторного отклонения интерференции. Когда UE дескремблирует принятый битовый поток с известной специфической для ячейки последовательностью скремблирования, помехи от других камер будут дескремблированы неправильно и, следовательно, появляются только как некоррелированный шум.

Модуляция

Скремблированные кодовые слова подвергаются QPSK, 16QAM, 64QAM или 256QAM модуляции. Этот выбор создал гибкость, чтобы позволить схеме максимизировать данные, переданные в зависимости от условий канала.

Отображение слоев

Комплексные символы отображаются на один, два или четыре слоя в зависимости от количества используемых передающих антенн. Комплексные модулированные входные символы d (i) отображаются на v слои , $x^{(0)} (i), x^{(1)} (i), \dots, x^{(v - 1)} (i)$ .

Если используется один порт антенны, используется только один слой. Поэтому, $x^{(0)} (i) = d^{(0)} (i)$ .

Отображение слоя для разнесения передачи. Если используется разнесение передатчика, входные символы преобразуются в слои на основе количества слоев.

Два слоя - Четные символы сопоставлены с слоем 0, а нечетные символы сопоставлены с слоем 1, как показано на следующем рисунке.
Четыре слоя - символы входа сопоставляются со слоями последовательно, как показано на следующем рисунке.
Если общее количество входных символов не является целым числом, кратным четырем ( $M_{s y m b}^{(0)} m o d 4 \neq 0$ ) два нулевых символа добавляются на конец. Это создает общее количество символов, которое является целым числом, кратным четырем, потому что исходное количество символов всегда является целым числом, кратным двум.

Отображение слоев для пространственного мультиплексирования. В случае пространственного мультиплексирования количество используемых слоев всегда меньше или равно количеству портов антенны, используемых для передачи физического канала.

Один слой

Если используется только один слой, $x^{(0)} (i) = d^{(0)} (i)$ .

Два слоя

Три слоя

Четыре слоя

Предварительное кодирование

В LTE для PDSCH доступны три типа предварительного кодирования - пространственное мультиплексирование, разнесение передачи и передача с одной антенной портом. В пространственном мультиплексировании существуют две схемы - предварительное кодирование с большим циклическим разнесением задержки (CDD), также известное как пространственное мультиплексирование без разомкнутого контура и предварительное кодирование без CDD, также известное как пространственное мультиплексирование с обратным циклом. Различные типы предварительного кодирования проиллюстрированы на следующей древовидной схеме.

Предварительный кодер забирает блок из сопоставителя слоев, $x^{(0)} (i), x^{(1)} (i), \dots, x^{(v - 1)} (i)$ , и генерирует последовательность для каждого порта антенны, $y^{(p)} (i)$ . Переменная p является номером порта передающей антенны и может принимать значения {0}, {0,1} или {0,1,2,3}.

Предварительное кодирование порта одной антенны. Для передачи по одному порту антенны обработка не выполняется, как показано на следующем уравнении.

$y^{(p)} (i) = x^{(0)} (i)$

Предварительное кодирование для пространственного мультиплексирования CDD с большой задержкой. Операция CDD применяет циклический сдвиг, который является задержкой $N_{F F T} / v$ выборок к каждой антенне, где $N_{F F T}$ - размер БПФ OFDM. Использование CDD улучшает робастность эффективности за счет рандомизации частотной характеристики канала, уменьшения вероятности глубокого замирания.

Предварительное кодирование с CDD для пространственного мультиплексирования определяется следующим уравнением.

$(\begin{matrix} y^{(0)} (i) \\ ⋮ \\ y^{(p - 1)} (i) \end{matrix}) = W (i) \times D (i) \times U \times (\begin{matrix} x^{(0)} (i) \\ ⋮ \\ x^{(v - 1)} (i) \end{matrix})$

Значения матрицы предварительного кодирования, $W (i)$ , размера $P \times v$ , выбираются из кодовой книги, сконфигурированной eNodeB и пользовательским оборудованием. Кодовая книга предварительного кодирования описана в Пространственной кодовой книге предварительного кодирования мультиплексирования. Каждая группа символов в индексе i через все доступные слои может использовать разную матрицу предварительного кодирования, если требуется. Поддерживающие матрицы, $D (i)$ и U приведены для различных слоев в следующей таблице.

Количество слоев, $υ$	U	$D (i)$
2	$\frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} 1 & 1 \\ 1 & e^{- j 2 π / 2} \end{matrix})$	$(\begin{matrix} 1 & 0 \\ 0 & e^{- j 2 π i / 2} \end{matrix})$
3	$\frac{1}{\sqrt{3}} (\begin{matrix} 1 & 1 & 1 \\ 1 & e^{- j 2 π / 3} & e^{- j 4 π / 3} \\ 1 & e^{- j 4 π / 3} & e^{- j 8 π / 3} \end{matrix})$	$(\begin{matrix} 1 & 0 & 0 \\ 0 & e^{- j 2 π i / 3} & 0 \\ 0 & 0 & e^{- j 4 π i / 3} \end{matrix})$
4	$\frac{1}{2} (\begin{matrix} 1 & 1 & 1 & 1 \\ 1 & e^{- j 2 π / 4} & e^{- j 4 π / 4} & e^{- j 6 π / 4} \\ 1 & e^{- j 4 π / 4} & e^{- j 8 π / 4} & e^{- j 12 π / 4} \\ 1 & e^{- j 6 π / 4} & e^{- j 12 π / 4} & e^{- j 18 π / 4} \end{matrix})$	$(\begin{matrix} 1 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & e^{- j 2 π i / 4} & 0 & 0 \\ 0 & 0 & e^{- j 4 π i / 4} & 0 \\ 0 & 0 & 0 & e^{- j 6 π i / 4} \end{matrix})$

Предварительное кодирование для пространственного мультиплексирования без CDD. Предварительное кодирование для пространственного мультиплексирования без CDD определяется следующим уравнением.

$(\begin{matrix} y^{(0)} (i) \\ ⋮ \\ y^{(p - 1)} (i) \end{matrix}) = W (i) \times (\begin{matrix} x^{(0)} (i) \\ ⋮ \\ x^{(v - 1)} (i) \end{matrix})$

Значения матрицы предварительного кодирования, $W (i)$ , размера $P \times v$ , выбираются из кодовой книги, сконфигурированной eNodeB и пользовательским оборудованием. Каждая группа символов в индексе i во всех доступных слоях может использовать разную матрицу предварительного кодирования, если требуется. Для получения дополнительной информации о кодовой книге предварительного кодирования смотрите Пространственную кодовую книгу предварительного кодирования мультиплексирования.

Пространственная мультиплексирующая кодовая книга предварительного кодирования. Матрицы предварительного кодирования для портов антенны {0,1} приведены в следующей таблице.

Индекс кодовой книги	Количество слоев, $υ$
	1	2
0	$\frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} 1 \\ 1 \end{matrix})$	$\frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} 1 & 0 \\ 0 & 1 \end{matrix})$
1	$\frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} 1 \\ - 1 \end{matrix})$	$\frac{1}{2} (\begin{matrix} 1 & 1 \\ 1 & - 1 \end{matrix})$
2	$\frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} 1 \\ j \end{matrix})$	$\frac{1}{2} (\begin{matrix} 1 & 1 \\ j & - j \end{matrix})$
3	$\frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} 1 \\ - j \end{matrix})$	—

Матрицы предварительного кодирования для портов антенны {0,1,2,3} приведены в следующей таблице.

Матрица предварительного кодирования, $W_{n}^{{s}}$ , является матрицей, заданной столбцами в наборе ${s}$ по следующему уравнению.

$W_{n} = I - 2 u_{n} u_{n}^{H} / u_{n}^{H} u_{n}$

В предыдущем уравнении I является единичной матрицей 4 на 4. Вектор $u_{n}$ приведено в предыдущей таблице.

Предварительное кодирование для разнесения передачи. Предварительное кодирование для разнесения передачи доступно на двух или четырех портах антенны.

Два порта антенны

Схема Аламути используется для предварительного кодирования, которое задает отношение между входом и выходом, как показано на следующем уравнении.

$(\begin{matrix} y^{(0)} (2 i) \\ y^{(1)} (2 i) \\ y^{(0)} (2 i + 1) \\ y^{(1)} (2 i + 1) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} 1 & 0 & j & 0 \\ 0 & - 1 & 0 & j \\ 0 & 1 & 0 & j \\ 1 & 0 & - j & 0 \end{matrix}) (\begin{matrix} Re {x^{(0)} (i)} \\ Re {x^{(1)} (i)} \\ Im {x^{(0)} (i)} \\ Im {x^{(1)} (i)} \end{matrix})$

В схеме Аламути два последовательных символа, $x^{(0)} (i)$ и $x^{(1)} (i)$ , передаются параллельно с помощью двух антенн с последующим отображением, где символ звездочки (*) обозначает комплексную сопряженную операцию.

Поскольку любые два столбца в матрице предварительного кодирования являются ортогональными, эти два символа, $x^{(0)} (i)$ и $x^{(1)} (i)$ , может быть разделен в UE.

Четыре порта антенны

Предварительное кодирование для четырех случаев порта антенны задает отношение между входом и выходом, как показано на следующем уравнении.

$(\begin{matrix} y^{(0)} (4 i) \\ y^{(1)} (4 i) \\ y^{(2)} (4 i) \\ y^{(3)} (4 i) \\ y^{(0)} (4 i + 1) \\ y^{(1)} (4 i + 1) \\ y^{(2)} (4 i + 1) \\ y^{(3)} (4 i + 1) \\ y^{(0)} (4 i + 2) \\ y^{(1)} (4 i + 2) \\ y^{(2)} (4 i + 2) \\ y^{(3)} (4 i + 2) \\ y^{(0)} (4 i + 3) \\ y^{(1)} (4 i + 3) \\ y^{(2)} (4 i + 3) \\ y^{(3)} (4 i + 3) \end{matrix}) = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} 1 & 0 & 0 & 0 & j & 0 & 0 & 0 \\ 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & - 1 & 0 & 0 & 0 & j & 0 & 0 \\ 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & 1 & 0 & 0 & 0 & j & 0 & 0 \\ 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 \\ 1 & 0 & 0 & 0 & - j & 0 & 0 & 0 \\ 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & 0 & 1 & 0 & 0 & 0 & j & 0 \\ 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & 0 & 0 & - 1 & 0 & 0 & 0 & j \\ 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & 0 & 0 & 1 & 0 & 0 & 0 & j \\ 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & 0 & 1 & 0 & 0 & 0 & - j & 0 \end{matrix}) (\begin{matrix} Re {x^{(0)} (i)} \\ Re {x^{(1)} (i)} \\ Re {x^{(2)} (i)} \\ Re {x^{(3)} (i)} \\ Im {x^{(0)} (i)} \\ Im {x^{(1)} (i)} \\ Im {x^{(2)} (i)} \\ Im {x^{(3)} (i)} \end{matrix})$

В этой схеме два последовательных символа передаются параллельно в два символьных периода с использованием четырех антенн со следующим отображением, где символ звездочки (*) обозначает комплексную сопряженную операцию.

Допустимые комбинации кодового слова, слоя и схемы предварительного кодирования

В качестве быстрой ссылки на информацию, описанную в предыдущих разделах, действительные номера кодовых слов и слоев для каждой схемы предварительного кодирования показаны в следующих таблицах.

Отображение с ресурсными элементами

Для каждого из портов антенны, используемых для передачи PDSCH, блока сложных ценных символов, $y^{(p)} (i)$ , отображаются последовательно к ресурсным элементам, не занятым PCFICH, PHICH, PDCCH, PBCH или синхронизирующими и опорными сигналами. Количество ресурсных элементов, сопоставленных с, определяется количеством ресурсных блоков, выделенных PDSCH. Символы отображаются путем увеличения индекса поднесущей и отображения всех доступных RE в выделенных ресурсных блоках для каждого символа OFDM, как показано на следующем рисунке.

Ссылки

[1] 3GPP TS 36.212. "Evolved Universal Terrestrial Radio Access (E-UTRA); Мультиплексирование и канальное кодирование. "3rd Генерация Partnership Project; Группа технических спецификаций Радиосеть доступ. URL-адрес: https://www.3gpp.org.

См. также

Документация