Документация

Приложение CRC

Циклическая проверка избыточности (CRC) используется для выявления ошибок в сообщениях DCI. Вся полезная нагрузка PDCCH используется для вычисления набора бит четности CRC. Полезная нагрузка PDCCH разделена полиномом циклического генератора, чтобы сгенерировать 16 биты четности. Эти биты четности затем добавляются к концу полезной нагрузки PDCCH.

Поскольку несколько PDCCH, имеющих отношение к различным UE, могут присутствовать в одном подкадре, CRC также используется, чтобы определить, для какого UE является релевантным PDCCH. Это осуществляется путем скремблирования бит четности CRC с соответствующим временным идентификатором радиосети (RNTI) UE. Скремблированный CRC получают путем выполнения операции XOR в битах между 16-битовым вычисленным PDCCH CRC и 16-битовым RNTI.

Для скремблирования CRC могут использоваться различные RNTI. Следующие RNTI являются некоторыми примерами.

При кодировании формата 0 DCI сообщения, которое содержит выделение ресурса UE UL-SCH, и выбор передающей антенны UE сконфигурирован и применим, CRC с скремблированным RNTI претерпевает битовую операцию XOR с маской выбора антенны. Эта маска информирует передающую антенну UE, на каком порте передавать. Маски выбора антенны приведены в следующей таблице.

Кодирование канала - хвостовое-битовое сверточное кодирование

Сообщение DCI с приложением CRC подвергается сверточному кодированию с укусом хвоста, как описано в TS 36.212 [1], раздел 5.1.3.1. Сверточное кодирование является формой прямой коррекции ошибок и улучшает пропускную способность канала путем добавления тщательно выбранной избыточной информации.

LTE использует энкодер скорости ⅓ укуса хвоста с ограничительной длиной, k, 7. Это означает, что каждый третий бит выхода содержит полезную информацию, в то время как два других добавляют избыточность. Структура сверточного энкодера показана на следующем рисунке.

Каждый выходной поток кодера получают путем свертки входа с импульсной характеристикой энкодера, как показано в следующем уравнении.

Импульсные характеристики называются генераторными последовательностями кодера. Для LTE существуют следующие три последовательности генераторов.

Стандартный сверточный энкодер инициализирует свой внутренний регистр сдвига в all zeros состояние, а также гарантирует, что кодер заканчивает в all zeros состоянии, заполняя входную последовательность k нулями в конце. Знание начального и конечного состояний, которые все являются нулями, упрощает проект декодера, который обычно является реализацией алгоритма Viterbi.

Сверточный кодер с хвостовым кусочком инициализирует свой внутренний регистр сдвига до последних k бит текущего входного блока, а не до состояния всех нулей. Таким образом, состояния начала и конца одинаковы, без необходимости обнуления блока входа. Поскольку накладные расходы на завершение кодера были устранены, блок выхода содержит меньше биты, чем стандартный сверточный кодер. Недостатком является то, что декодер становится более сложным, потому что начальное состояние неизвестно; однако декодер знает, что начальное и конечное состояния совпадают.

Соответствие скорости

• Перемежитель подблоков

• Набор, выбор и передача битов

Блок соответствия скорости создает выход битовый поток с желаемой скоростью кода. Поскольку количество бит, доступных для передачи, зависит от доступных ресурсов, алгоритм согласования скорости способен создание любую произвольную скорость. Три потока битов из сверточного энкодера с конечным кусочком чередуются с последующим битовым набором для создания циклического буфера. Биты выбираются и обрезаются из буфера, чтобы создать выход битовый поток с желаемой скоростью кода. Этот процесс проиллюстрирован на следующем рисунке.

Перемежитель подблоков.  Три подблочных перемежителя, используемые в блоке согласования скорости, идентичны. Перемежение является методом, чтобы уменьшить влияние ошибок пакета на сигнал, так как последовательные биты данных не будут повреждены.

Перемежитель подблоков изменяет форму битовой последовательности кодирования, строка за строкой, чтобы сформировать матрицу с $$C_{Subblock}^{TC}=32$$ столбцы и $$R_{Subblock}^{TC}$$ строки. Переменная $$R_{Subblock}^{TC}$$ определяется нахождением минимального целого числа таким образом, чтобы количество закодированных входных бит составляло $$D\le \left(R_{Subblock}^{TC}\times C_{Subblock}^{TC}\right)$$. Если $$\left(R_{Subblock}^{TC}\times C_{Subblock}^{TC}\right)>D$$, _{<reservedrangesplaceholder1> <reservedrangesplaceholder0>}"s добавляются на переднюю часть закодированной последовательности. В этом случае, $$N_D+D=\left(R_{Subblock}^{TC}\times C_{Subblock}^{TC}\right)$$.

Межколоночное сочетание выполняется для матрицы, чтобы переупорядочить столбцы, как показано на следующем шаблоне.

Выходы блочного перемежителя - это битовая последовательность, считанная по столбцам из межколоночной перестановочной матрицы, чтобы создать поток $$K_{\pi }=\left(R_{Subblock}^{TC}\times C_{Subblock}^{TC}\right)$$ биты длиной.

Набор, выбор и передача битов.  Этап набора битов создает виртуальный круговой буфер путем объединения трех перемеженных кодированных битовых потоков, как показано на следующем рисунке.

Затем биты выбирают и обрезают из кольцевого буфера, чтобы создать выход длину последовательности, которая соответствует желаемой скорости кода. Это достигается путем последовательного вывода битов в циклическом буфере с w 0 (возврат к _w 0 после _{w 3} Kπ -1), отбрасывания <NULL> биты, пока длина выхода не будет в x раз больше длины входа, создавая скорость кодирования 1/ x.

Мультиплексирование

Блоки кодированных бит для каждого канала управления мультиплексированы порядком для создания блока данных, как показано на следующем рисунке.

Переменная $$M_{bits}^i$$ количество бит в i^th канал управления и $$n_{PDCCH}$$ количество каналов управления.

Соответствие PDCCH с положениями CCE

При необходимости <NIL> элементы вставляются в блок бит перед скремблированием, чтобы убедиться, что PDCCH запускаются в конкретных положениях CCE, и длина блока бит совпадает с количеством REG, не назначенных PCFICH или PHICH.

Область PDCCH состоит из CCE, которые могут быть выделены PDCCH. Строение отображения PDCCH в CCE является гибкой.

Общие и специфичные для UE PDCCH отображаются в CCE по-разному; каждый тип имеет определенный набор пространств поиска, сопоставленных с ним. Каждое пространство поиска состоит из группы последовательных CCE, которые могут быть выделены PDCCH, называемому кандидатом PDCCH. Уровень агрегирования CCE задается форматом PDCCH и определяет количество кандидатов PDCCH в пространстве поиска. Количество кандидатов и размер пространства поиска для каждого уровня агрегации приведены в следующей таблице.

Если пропускная способность ограничена, не все кандидаты могут быть доступны, потому что область PDCCH усечена.

PDCCH может быть сопоставлен с любым кандидатом в пределах его подходящего пространства поиска, если выделенные CCE в кандидате не перекрываются с уже выделенным PDCCH. Простой пример, который показывает кандидатов PDCCH двух уровней агрегации в области PDCCH, показан на следующем рисунке.

В этом примере доступно только 11 CCE из-за ограничений пропускной способности. CCE, используемые для создания каждого кандидата PDCCH, определяются следующим уравнением.

Предыдущее уравнение содержит следующие переменные.

Когда используется общее пространство поиска, $$Y_k$$ равен 0. Когда используется пространство поиска для конкретного UE, $$Y_k$$ задается следующим уравнением.

В предыдущем уравнении A 39 827, D 65 537 и Y-1 является ненулевым временным идентификатором радиосети UE.

Борьба

Этот мультиплексированный блок бит претерпевает бит исключительной операции (XOR) с специфической для ячейки последовательностью скремблирования.

Скремблирующая последовательность является псевдослучайной, создается с помощью генератора Последовательности Голда length-31 и инициализируется с использованием номера паза в радио системы координат, $$n_s$$, и идентификатор камеры, $$N_{ID}^{cell}$$, в начале каждого субкадра, как показано на следующем уравнении.

Скремблирование служит цели межкамеры отклонения помех. Когда UE дескремблирует принятый поток битов с известной специфической для камеры последовательностью скремблирования, интерференция от других камер будет дескремблирована неправильно, поэтому появляется только как некоррелированный шум.

Модуляция

Скремблированные биты затем проходят QPSK модуляцию, чтобы создать блок комплексных символов модуляции.

Отображение слоев

Комплексные символы отображаются на один, два или четыре слоя в зависимости от количества используемых передающих антенн. Комплексные модулированные входные символы, $$d^{(0)}(i)$$, отображаются на v слои, $$x^{(0)}(i),x^{(1)}(i),\dots ,x^{(v-1)}(i)$$.

Если используется один порт антенны, используется только один слой. Поэтому, $$x^{(0)}(i)=d^{(0)}(i)$$.

Если используется разнесение передатчика, входные символы преобразуются в слои на основе количества слоев.

Предварительное кодирование

• Предварительное кодирование двух портов антенны

• Предварительное кодирование четырех портов антенны

Предварительный кодер забирает блок из сопоставителя слоев, $$x^{(0)}(i),x^{(1)}(i),\dots ,x^{(v-1)}(i)$$, и генерирует последовательность для каждого порта антенны, $$y^{(p)}(i)$$. Переменная p является номером порта передающей антенны и может принимать значения {0}, {0,1} или {0,1,2,3}.

Для передачи по одному порту антенны обработка не выполняется, как показано на следующем уравнении.

Предварительное кодирование для разнесения передачи доступно на двух или четырех портах антенны.

Предварительное кодирование двух портов антенны.  Схема Аламути используется для предварительного кодирования, которое задает отношение между входом и выходом, как показано на следующем уравнении.

В схеме Аламути два последовательных символа, $$x^{(0)}(i)$$ и $$x^{(1)}(i)$$, передаются параллельно с помощью двух антенн с последующим отображением, где символ звездочки (*) обозначает комплексную сопряженную операцию.

Поскольку любые два столбца в матрице предварительного кодирования являются ортогональными, эти два символа, $$x^{(0)}(i)$$ и $$x^{(1)}(i)$$, может быть разделен в UE.

Предварительное кодирование четырех портов антенны.  Предварительное кодирование для четырех случаев порта антенны задает отношение между входом и выходом, как показано на следующем уравнении.

В этой схеме два последовательных символа передаются параллельно в два символьных периода с использованием четырех антенн со следующим отображением, где символ звездочки (*) обозначает комплексную сопряженную операцию.

Отображение с ресурсными элементами

• Сочетание

• Циклическая перемена

• Отображение

Комплексные символы для каждой антенны разделены на квадруплеты для отображения в ресурсные элементы. Наборы квадруплетов затем подвергаются сочетанию (перемежению) и циклической перемене, прежде чем быть сопоставленными с элементами ресурса (RE) в группах ресурсного элемента (REG).

Сочетание.  Блоки квадруплетов перемежаются, как обсуждается в перемежителе подблока. Однако вместо чередования бит блоки квадруплетов чередуются путем подстановки термина bit sequence термином symbol-quadruplet sequence.

<NULL> символы с выхода перемежителя удаляются для формирования последовательности перемеженных квадруплетов на каждой антенне, $$w^{(p)}(i)$$.

Циклическая Перемена.  Чередующаяся последовательность квадруплетов в каждой антенне циклически сдвигается согласно следующему уравнению.

В предыдущем уравнении переменная $$M_{quad}$$ количество квадруплетов, таких что $$M_{quad}=M_{symb}/4$$, и $$N_{ID}^{cell}$$ - идентификатор камеры.

Отображение.  Циклические сдвинутые квадруплеты символов отображаются на REG, которые не назначены PCFICH или PHICH.

Каждый символ-квадруплет преобразуется в неотваленный REG по порядку, начиная с REG $$(k^{\prime }=0,l^{\prime }=0)$$. Символ квадруплет $${\overline{w}}^{(p)}(m^{\prime })$$ преобразуется в REG $$m^{\prime }$$. Затем, индекс символа REG, $$l^{\prime }$$, увеличивается до тех пор, пока все REG в индексе поднесущей $$k^{\prime }=0$$ были выделены. Далее индекс поднесущей REG, $$k^{\prime }$$, увеличивается, и процесс повторяется. Это отображение продолжается до тех пор, пока всем квадруплетам символов не будут назначены REG.

Отображение для примера ресурсной сетки показано на следующем рисунке.

Для создания сетки используются четыре порта передающей антенны и размер области управления трех символов OFDM. В этом примере REG $$(k^{\prime }=0,l^{\prime }=0)$$ назначается PCFICH, поэтому ему не выделяются четверные символы. Квадруплеты символов сначала преобразуются в REG $$(k^{\prime }=0,l^{\prime }=1)$$, далее следуют $$(k^{\prime }=0,l^{\prime }=2)$$. Поскольку нет дополнительных REG с $$k^{\prime }=0$$, следующая назначенная REG - REG $$(k^{\prime }=4,l^{\prime }=2)$$ потому что этот REG имеет самое низкое значение $$l^{\prime }$$ еще не выделено. Этот процесс повторяется, чтобы назначить все четверки символов REGs.