Документация

Приложение CRC

Проверка циклическим избыточным кодом (CRC) используется для обнаружения ошибок в сообщениях DCI. Вся полезная нагрузка PDCCH используется для вычисления набора битов четности CRC. Полезная нагрузка PDCCH делится на полином циклического генератора для генерации 16 битов четности. Эти биты четности затем добавляются к концу полезной нагрузки PDCCH.

Поскольку несколько каналов PDCCH, релевантных для различных UE, могут присутствовать в одном подкадре, CRC также используется для определения того, для какого UE является релевантным канал PDCCH. Это делается путем скремблирования битов контроля четности CRC с соответствующим временным идентификатором радиосети (RNTI) UE. Скремблированный ЦИК получают путем выполнения операции исключающее ИЛИ по битам между 16-битовым вычисленным ЦИК PDCCH и 16-битовым RNTI.

Для скремблирования CRC можно использовать различные RNTI. Ниже приведены примеры RNTI.

При кодировании сообщения формата 0 DCI, которое содержит распределение ресурсов UL-SCH UE, и выбор передающей антенны UE сконфигурирован и применим, скремблированный CRC RNTI подвергается битовой операции XOR с маской выбора антенны. Эта маска информирует передающую антенну UE о том, какой порт должен передавать. Маски выбора антенны приведены в следующей таблице.

Канальное кодирование - сверточное кодирование с последующим укусом

Сообщение DCI с присоединением CRC подвергается сверточному кодированию с окончательным укусом, как описано в TS 36.212 [1], раздел 5.1.3.1. Сверточное кодирование является формой прямого исправления ошибок и улучшает пропускную способность канала путем добавления тщательно выбранной избыточной информации.

LTE использует кодер скорости ⅓ конечного бита с длиной ограничения k, равной 7. Это означает, что каждый третий бит выходного сигнала содержит полезную информацию, в то время как два других добавляют избыточность. Структура сверточного кодера показана на следующем рисунке.

Каждый выходной поток кодера получается сверкой входного сигнала с импульсной характеристикой кодера, как показано в следующем уравнении.

Импульсные характеристики называются генераторными последовательностями кодера. Для LTE существуют следующие три последовательности генераторов.

Стандартный сверточный кодер инициализирует свой внутренний сдвиговый регистр в состояние всех нулей, а также обеспечивает завершение кодера в состоянии всех нулей путем заполнения входной последовательности k нулями в конце. Знание начального и конечного состояний, которые все являются нулями, упрощает конструкцию декодера, что обычно является реализацией алгоритма Витерби.

Сверточный кодер с концевыми битами инициализирует свой внутренний сдвиговый регистр до последних k битов текущего входного блока, а не до состояния всех нулей. Таким образом, начальное и конечное состояния одинаковы, без необходимости обнуления входного блока. Поскольку служебные данные завершения кодера устранены, выходной блок содержит меньше битов, чем стандартный сверточный кодер. Недостаток заключается в том, что декодер усложняется, поскольку начальное состояние неизвестно; однако декодер знает, что начальное и конечное состояния одинаковы.

Сопоставление ставок

• Перемежитель субблоков

• Сбор, выбор и передача битов

Блок согласования скорости создает выходной битовый поток с требуемой кодовой скоростью. Поскольку количество битов, доступных для передачи, зависит от доступных ресурсов, алгоритм согласования скорости способен создавать любую произвольную скорость. Три потока битов из сверточного кодера с концевыми битами перемежаются с последующим сбором битов для создания кольцевого буфера. Биты выбираются и отсекаются из буфера для создания выходного битового потока с требуемой кодовой скоростью. Процесс проиллюстрирован на следующем рисунке.

Перемежитель субблоков.  Три перемежителя субблоков, используемые в блоке согласования скорости, идентичны. Перемежение - это метод уменьшения влияния пакетных ошибок на сигнал, поскольку последовательные биты данных не будут повреждены.

Перемежитель субблоков изменяет форму последовательности битов кодирования, последовательно, чтобы сформировать матрицу с $${}_{}^{\mathrm{CSubblockTC}}\mathrm{=}$$ 32 столбцами $${и}_{}^{}$$строками RSubblockTC. $${\mathrm{Переменная}}_{}^{}$$RSubblockTC определяется путем нахождения минимального целого числа, такого, что количество кодированных входных битов $$\mathrm{равно}{\mathrm{D\le }}_{(}^{}{}_{\mathrm{RSubblockTC}\times }^{}$$CSubblockTC$$).{}_{\mathrm{If}(}^{}{}_{\mathrm{RSubblockTC}\times }^{}$$CSubblockTC ) > D, ND<NULL>'s добавляются к передней части кодированной последовательности. При этом $${}_{\mathrm{ND}}+D{}_{=(}^{}{}_{\mathrm{RSubblockTC}\times }^{}$$CSubblockTC ).

Перестановка между столбцами выполняется на матрице для переупорядочивания столбцов, как показано в следующем шаблоне.

Выходной сигнал блочного перемежителя представляет собой последовательность битов, считываемую столбец за столбцом из перестановочной матрицы между столбцами для создания потока $${}_{\mathrm{K\delta }}={}_{(}^{}{\mathrm{RSubblockTC}}_{\times }^{}$$CSubblockTC) бит длиной.

Сбор битов, выбор и передача.  Этап сбора битов создает виртуальный кольцевой буфер путем объединения трех чередующихся кодированных потоков битов, как показано на следующем рисунке.

Затем биты выбираются и отсекаются из кольцевого буфера для создания длины выходной последовательности, которая соответствует требуемой кодовой скорости. Это достигается последовательным выводом битов в круговом буфере из w0 (закольцовывание в w0 после w3Kδ-1), отбрасыванием <NULL> до тех пор, пока длина выходного сигнала не будет в x раз больше длины входного сигнала, создавая скорость кодирования 1/x.

Мультиплексирование

Блоки кодированных битов для каждого канала управления мультиплексируют для создания блока данных, как показано на следующем рисунке.

Переменная $${}_{}^{\mathrm{Mbitsi}}$$ - это количество битов в i-ом канале управления, а $${}_{\mathrm{nPDCCH}}$$ - это количество каналов управления.

Сопоставление PDCCH позициям CCE

При необходимости <NIL> элементы вставляются в блок битов перед скремблированием, чтобы гарантировать, что PDCCH начинаются в конкретных позициях CCE и длина блока битов соответствует количеству REG, не назначенных PCFICH или PHICH.

Область PDCCH состоит из CCE, которые могут быть назначены каналу PDCCH. Конфигурация отображения PDCCH в CCE является гибкой.

Общие и специфичные для UE PDCCH отображаются на CCE по-разному; каждый тип имеет определенный набор связанных с ним пространств поиска. Каждое пространство поиска состоит из группы последовательных CCE, которые могут быть назначены PDCCH, называемому кандидатом PDCCH. Уровень агрегации CCE задается форматом PDCCH и определяет количество кандидатов PDCCH в пространстве поиска. Количество кандидатов и размер пространства поиска для каждого уровня агрегации приведены в следующей таблице.

Если полоса пропускания ограничена, не все кандидаты могут быть доступны, поскольку область PDCCH усечена.

PDCCH может быть отображен на любого кандидата в пределах его подходящего пространства поиска, пока выделенные CCE в кандидате не перекрываются с уже выделенным PDCCH. Простой пример, который показывает кандидатов PDCCH двух уровней агрегации в пределах области PDCCH, показан на следующем рисунке.

В этом примере только 11 CCE доступны из-за ограничений полосы пропускания. CCE, используемые для построения каждого кандидата PDCCH, определяются следующим уравнением.

Предыдущее уравнение содержит следующие переменные.

При использовании общего пространства поиска $${}_{\mathrm{Yk}}$$ равно 0. Когда используется специфическое для UE пространство поиска, $${}_{\mathrm{Yk}}$$ задается следующим уравнением.

В предыдущем уравнении A равно 39 827, D равно 65 537 и Y-1 является ненулевым временным идентификатором радиосети UE.

Борьба

Этот мультиплексированный блок битов подвергается операции исключающего или (XOR) по битам с последовательностью скремблирования, специфичной для соты.

Скремблирующая последовательность является псевдослучайной, созданной с использованием генератора последовательности Gold длиной 31 и инициализированной с использованием номера слота в кадре радиосвязи, $${}_{\mathrm{ns}}$$, и идентификатора ячейки, $${}_{}^{\mathrm{NIDcell}}$$, в начале каждого подкадра, как показано в следующем уравнении.

Скремблирование служит для подавления интерференции между ячейками. Когда UE дескремблирует принятый битовый поток с известной специфической для соты скремблирующей последовательностью, помехи от других сот будут дескремблироваться неправильно, следовательно, только в виде некоррелированного шума.

Модуляция

Затем скремблированные биты подвергаются QPSK-модуляции для создания блока комплексных символов модуляции.

Сопоставление слоев

Комплексные символы отображаются на один, два или четыре уровня в зависимости от количества используемых передающих антенн. Комплексные модулированные входные символы $$d^{\mathrm{(}0})($$i) отображаются на v слоев$${,}^{\mathrm{x}}(0){(}^{i\mathrm{)},}x(1){}^{(i)\mathrm{,}.}..,$$ x (v − 1) (i).

Если используется один антенный порт, используется только один уровень. Следовательно, $$x^{\mathrm{(}0})(i{)}^{\mathrm{=}}d($$0) (i).

Если используется разнесение передатчика, входные символы отображаются на уровни на основе количества уровней.

Предварительное кодирование

• Предварительное кодирование двух антенных портов

• Предварительное кодирование четырех антенных портов

Предварительный кодер принимает блок от преобразователя слоев x $${}^{\mathrm{(}0})(i{)}^{,\mathrm{}x}(1)(i^{),.\mathrm{.}.},x$$(v − 1) (i) и генерирует последовательность для каждого $${}^{}антенного$$порта y (p) (i). Переменная p является номером порта передающей антенны и может принимать значения {0}, {0,1} или {0,1,2,3}.

Для передачи через один антенный порт обработка не выполняется, как показано в следующем уравнении.

Предварительное кодирование для разнесения передачи доступно на двух или четырех антенных портах.

Предварительное кодирование двух антенных портов.  Для предварительного кодирования используется схема Аламути, которая определяет взаимосвязь между входом и выходом, как показано в следующем уравнении.

В схеме Аламути два последовательных символа, $$x^{\mathrm{(}0})($$i) $${и}^{\mathrm{x}}(1)$$(i), передаются параллельно с использованием двух антенн со следующим отображением, где символ звездочки (*) обозначает операцию комплексного сопряжения.

Поскольку любые два столбца в матрице предварительного кодирования ортогональны, два символа, $$x^{\mathrm{(}0})($$i) $${и}^{\mathrm{x}}(1)$$(i), могут быть разделены в UE.

Предварительное кодирование четырех антенных портов.  Предварительное кодирование для случая с четырьмя антенными портами определяет взаимосвязь между входом и выходом, как показано в следующем уравнении.

В этой схеме два последовательных символа передаются параллельно в двух периодах символов с использованием четырех антенн со следующим отображением, где символ звездочки (*) обозначает операцию комплексного сопряжения.

Сопоставление с элементами ресурсов

• Перестановка

• Циклический сдвиг

• Отображение

Комплексные значимые символы для каждой антенны делятся на четверные для отображения на элементы ресурса. Затем наборы квадруплетов подвергаются перестановке (перемежению) и циклическому сдвигу перед отображением в элементы ресурсов (RE) внутри групп элементов ресурсов (REG).

Перестановка.  Блоки четверных перемежаются, как описано в перемежителе подблоков. Однако вместо того, чтобы перемежать биты, блоки квадруплетов перемежаются путем замены последовательности терм-битов последовательностью терм-символ-квадруплет.

<NULL> символы с выхода перемежителя удаляются для формирования последовательности перемеженных четверных на каждой антенне, $$w^{(p})($$i).

Циклический сдвиг.  Чередующаяся последовательность квадруплетов на каждой антенне циклически сдвигается в соответствии со следующим уравнением.

В предыдущем уравнении переменная $${}_{\mathrm{Mquad}}$$ представляет собой число квадруплетов, так что $${}_{\mathrm{Mquad}}{=}_{}\mathrm{}$$Msymb/4, $${а}_{}^{}$$NIDcell представляет собой идентификатор ячейки.

Сопоставление.  Квадруплеты циклически сдвинутых символов отображаются в REG, которые не назначены PCFICH или PHICH.

Каждый четырехкратный символ отображается на нераспределенный REG по порядку, начиная с REG $$({}^{}\mathrm{}{}^{}\mathrm{k\prime =0,l\prime =0}$$). Квадруплет символов $${\stackrel{}{\mathrm{w\; (}}}^{p)}{}^{}($$m ′) соответствует ′ REG $${}^{}$$m. Затем $${}^{}$$индекс символа REG, l ′, увеличивается до тех пор, пока не $${}^{}\mathrm{}$$будут назначены все REG в индексе поднесущей k′=0. Затем индекс поднесущей REG $${}^{}$$k ′ увеличивается, и процесс повторяется. Это отображение продолжается до тех пор, пока все квадруплеты символов не будут назначены REG.

Сопоставление для примерной сетки ресурсов показано на следующем рисунке.

Для создания сетки используются четыре порта передающей антенны и размер области управления из трех символов OFDM. В этом примере REG $$({}^{}\mathrm{}{}^{}\mathrm{k\prime =0,l\prime =0})$$ назначается PCFICH, поэтому ему не назначаются четырехкратные символы. Квадруплеты символов сначала отображаются в REG $$({}^{}\mathrm{}{}^{}\mathrm{k\prime =0,l\prime =1})$$, затем $$({}^{}\mathrm{}{}^{}\mathrm{k\prime =0,l\prime =2}$$). Поскольку больше нет групп REG с $${}^{}\mathrm{k\prime =0}$$, следующим назначенным REG является REG $$({}^{}\mathrm{}{}^{}\mathrm{k\prime =4,l\prime =2})$$, поскольку этот REG имеет наименьшее значение $${\mathrm{l,}}^{}$$′ еще не назначен. Этот процесс повторяется, чтобы выделить все четверные символы REG.